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Block 05 — Kleine Signale mit realen Operationsverstärkern verstärken

5.0 Einstieg und Arbeitsplan

Bei einem Motorstrom von $1~\mathrm{A}$ fallen an einem Shunt von $50~\mathrm{m\Omega}$ nur $50~\mathrm{mV}$ ab. Ein ADC mit einem Eingangsbereich von $0~\mathrm{V}$ bis $3{,}3~\mathrm{V}$ könnte diese Spannung erfassen. Er nutzt damit aber nur einen kleinen Teil seines Messbereichs. Ein Verstärker soll aus $50~\mathrm{mV}$ etwa $3~\mathrm{V}$ machen.

Welche Verstärkung brauchen wir – und woran kann die scheinbar einfache Lösung scheitern?

Die Leitschaltung zeigt eine H-Brücke mit einem vereinfachten Motor aus Widerstand und Induktivität. Der Shunt liegt im gemeinsamen Rückleiter der Brücke. Die Überstromerkennung ist zunächst durch eine ideale Funktionsquelle beschrieben. Im Verlauf des Blocks entwickeln wir den analogen Messpfad zwischen Shunt und ADC. Am Ende kehren wir zur H-Brücke zurück.

5.0.1 Lernziele

Nach diesem Block können Sie

• einen Verstärker für eine einzige positive Versorgung auslegen und Signalbezug, Versorgung und Ausgangsbereich unterscheiden,
• prüfen, ob Eingangsspannungen und Ausgangsspannung unter den gegebenen Bedingungen zulässig sind,
• invertierende und nichtinvertierende Schaltungen anhand von Quellenbelastung, Störeinkopplung und Widerstandswerten vergleichen,
• Verstärkungsfehler durch Offset und durch die Belastung vorgeschalteter Netzwerke abschätzen,
• Bandbreite, Slew Rate und kapazitive Last als unterschiedliche Entwurfsgrenzen erkennen,
• die Aussagekraft eines einfachen Simulationsmodells von den Eigenschaften eines konkreten Bauteils unterscheiden.

5.0.2 Vorbereitung

Vorausgesetzt werden die OPV-Grundlagen aus EEE1, Block 21 sowie die dort eingeführten Grundschaltungen. Die Beziehungen $U_+\approx U_-$ und $I_+\approx I_-\approx0$ werden verwendet, wenn Gegenkopplung und linearer Betrieb vorliegen.

Kurzer Abruf: Welche Verstärkung besitzt ein nichtinvertierender Verstärker mit $R_\mathrm{g}=1~\mathrm{k\Omega}$ und $R_\mathrm{f}=59~\mathrm{k\Omega}$? Warum gilt $U_+\approx U_-$ bei einem übersteuerten Ausgang nicht mehr als brauchbare Näherung?

Die Grundschaltungen werden hier nicht erneut vollständig hergeleitet. Entscheidend ist, welche zusätzlichen Bedingungen aus einer rechnerisch richtigen Schaltung eine brauchbare Messschaltung machen.

5.0.3 Arbeitsplan für 90 Minuten

Die weiteren Aufgaben sind für Nachbereitung und Labor vorgesehen. Die mit Vertiefung bezeichneten Rechnungen gehören nicht zum gemeinsamen 90-Minuten-Durchgang. Die ausführliche Rauschrechnung und die Auslegung aktiver Filter folgen in Block 06; reale Komparatoren und Schmitttrigger in Block 07.

5.1 Nur eine positive Versorgung — was ändert sich?

5.1.1 Versorgung und Signalbezug sind verschiedene Dinge

Ein OPV kann beispielsweise zwischen $0~\mathrm{V}$ und $3{,}3~\mathrm{V}$ versorgt werden. Er kann deshalb im Allgemeinen keine negative Ausgangsspannung gegen Masse erzeugen. Zusätzlich bleiben je nach Bauteil Abstände zu den Versorgungsschienen nötig.

Das verhindert eine Verstärkung kleiner positiver Shuntspannungen nicht. Für einen nichtinvertierenden Verstärker mit dem unteren Rückkopplungswiderstand an Masse gilt weiterhin $G=1+R_\mathrm{f}/R_\mathrm{g}$. Mit $G=60$ werden aus $50~\mathrm{mV}$ ideal $3~\mathrm{V}$.

Eine halbe Versorgungsspannung ist dafür nicht automatisch erforderlich. Sie wird interessant, wenn das Nutzsignal um einen Arbeitspunkt schwanken soll oder beide Vorzeichen erfasst werden müssen.

5.1.2 Warum ein Anschluss an die halbe Versorgung noch keine Lösung ist

Beim nichtinvertierenden Verstärker liege $R_\mathrm{f}$ zwischen Ausgang und invertierendem Eingang. Der Widerstand $R_\mathrm{g}$ führe von dort zu einer Bezugsspannung $U_\mathrm{ref}$. Dann gilt im linearen Betrieb:

$U_\mathrm{out}=(1+R_\mathrm{f}/R_\mathrm{g})\,U_\mathrm{in}-(R_\mathrm{f}/R_\mathrm{g})\,U_\mathrm{ref}$.

Mit $G=60$, $U_\mathrm{in}=50~\mathrm{mV}$ und $U_\mathrm{ref}=1{,}65~\mathrm{V}$ ergäbe die Gleichung $U_\mathrm{out}=-94{,}35~\mathrm{V}$. Ein unipolar versorgter OPV kann das nicht liefern: Der Ausgang geht in die Begrenzung.

Die Rechnung zeigt den Denkfehler: Die Bezugsspannung wird mit dem Widerstandsverhältnis gewichtet. Sie darf nicht beliebig anstelle von Masse eingesetzt werden.

Eine passende gewünschte Kennlinie wäre beispielsweise $U_\mathrm{out}=U_0+G\,U_\mathrm{Shunt}$. Für eine bidirektionale Messung mit $U_0=1{,}65~\mathrm{V}$ und $G=25$ wird aus $U_\mathrm{Shunt}=\pm50~\mathrm{mV}$ ein Ausgangsbereich von $0{,}40\ldots2{,}90~\mathrm{V}$. Diese Kennlinie lässt sich etwa mit einem passend beschalteten Differenzverstärker oder einem Strommessverstärker mit Referenzeingang realisieren. Auch dabei müssen die zulässigen Eingangsbereiche geprüft werden.

5.1.3 Eine Bezugsspannung hat eine Innenimpedanz

Zwei Widerstände von jeweils $10~\mathrm{k\Omega}$ bilden aus $3{,}3~\mathrm{V}$ unbelastet $1{,}65~\mathrm{V}$. Ihr Thevenin-Widerstand beträgt $R_\mathrm{th}=10~\mathrm{k\Omega}\parallel10~\mathrm{k\Omega}=5~\mathrm{k\Omega}$.

Entnimmt eine nachfolgende Schaltung einen konstanten Strom von $100~\mathrm{\mu A}$, sinkt die Bezugsspannung um $\Delta U=I\,R_\mathrm{th}=0{,}5~\mathrm{V}$. Der Spannungsteiler kann damit als Signalreferenz ungeeignet sein, obwohl seine unbelastete Spannung stimmt.

Ein Kondensator am Teilermittelpunkt verringert dessen Impedanz für wechselnde Ströme. Er beseitigt den Gleichspannungsfehler durch eine dauerhafte Belastung nicht. Ein Puffer kann helfen. Er muss die auftretenden Ströme liefern und aufnehmen können und mit der angeschlossenen Kapazität stabil arbeiten.

Für eine invertierende Schaltung mit $U_+=U_\mathrm{ref}$ gilt $U_\mathrm{out}=U_\mathrm{ref}-(R_\mathrm{f}/R_\mathrm{in})(U_\mathrm{in}-U_\mathrm{ref})$. Liegt das Eingangssignal bereits bei $U_\mathrm{in}=U_\mathrm{ref}+u_\mathrm{s}$, folgt $U_\mathrm{out}=U_\mathrm{ref}-(R_\mathrm{f}/R_\mathrm{in})u_\mathrm{s}$. So kann eine Wechselspannung um den Arbeitspunkt invertiert verstärkt werden. Für einen massebezogenen Shunt ist diese Eingangsvorspannung nicht von selbst vorhanden.

5.2 Passt der OPV tatsächlich zur Aufgabe?

5.2.1 Eingangsbereich und Ausgangshub getrennt prüfen

Unipolar versorgbar bedeutet zunächst nur, dass der OPV mit den vorgesehenen Versorgungsspannungen betrieben werden darf. Es sagt noch nicht, dass er eine Spannung nahe Masse korrekt verarbeitet oder seinen Ausgang bis Masse treiben kann.

Der Eingangs-Gleichtaktpegel ist $U_\mathrm{CM}=(U_++U_-)/2$. Bei einem nichtinvertierenden Shuntverstärker liegen im linearen Betrieb beide Eingänge ungefähr auf der Shuntspannung. Bei einer anderen Topologie müssen die Spannungen an den OPV-Pins erneut bestimmt werden: Die Spannung am äußeren Signaleingang ist nicht immer gleich der Spannung am OPV-Eingang.

Rail-to-Rail Input und Rail-to-Rail Output beschreiben unterschiedliche Eigenschaften. Selbst bei einem RRIO-OPV müssen Last, Temperatur und die im Datenblatt genannten Abstände zu den Schienen berücksichtigt werden. Die Tabelle mit den absoluten Grenzwerten beschreibt außerdem keine garantierte Messgenauigkeit.

Als Beispiel für die Datenblattarbeit eignet sich der TLV9062. Suchen Sie die Angaben zu Versorgung, Eingangs-Gleichtaktbereich und Ausgangshub. Notieren Sie jeweils die zugehörigen Prüfbedingungen. Ein typischer Wert bei einer bestimmten Last ersetzt keine garantierte Grenze für andere Bedingungen.

5.2.2 Kleine Offsetspannung — merklicher Stromfehler

Für eine erste Abschätzung modellieren wir den OPV-Offset als zusätzliche Eingangsspannung. Bei der nichtinvertierenden Verstärkung $G=60$ führt $|U_\mathrm{OS}|=0{,}5~\mathrm{mV}$ zu ungefähr $|\Delta U_\mathrm{out}|=30~\mathrm{mV}$. Auf den Shuntstrom zurückgerechnet sind das $|\Delta I|=|U_\mathrm{OS}|/R_\mathrm{Shunt}=10~\mathrm{mA}$.

Bei $1~\mathrm{A}$ sind das $1~\%$ des Messwerts; bei $50~\mathrm{mA}$ bereits $20~\%$. Die gleiche absolute Abweichung ist bei kleinen Strömen relativ viel bedeutender.

Nahe $0~\mathrm{V}$ wird die Situation zusätzlich asymmetrisch: Ein negativer Offset kann rechnerisch einen negativen Ausgang verlangen. Der Ausgang begrenzt dann. Eine spätere digitale Nullpunktkorrektur kann abgeschnittene Signalanteile nicht wiederherstellen.

Entwurfsfolge: Messbereich und erlaubten Fehler zuerst festlegen; danach Offset, Drift und Ausgangshub auswählen. Ein absichtlich angehobener Ausgangsnullpunkt kann Reserve schaffen, benötigt aber eine dafür ausgelegte Pegelverschiebung.

5.2.3 Die Leiterplatte gehört zum Messpfad

Bei einem Shunt von $50~\mathrm{m\Omega}$ erzeugen bereits zusätzliche $5~\mathrm{m\Omega}$ im gemeinsam genutzten Leiterzug bei $1~\mathrm{A}$ weitere $5~\mathrm{mV}$. Werden sie mitgemessen, entspricht das $10~\%$ des vorgesehenen Shuntsignals.

Die Messleitungen werden deshalb getrennt vom Leistungsstrom möglichst direkt an die Shuntanschlüsse geführt: Kelvin-Anschluss. Die Rückleitung des Messsignals gehört ebenso zur Betrachtung wie die Hinleitung. Ein OPV kann einen ungünstig abgegriffenen Massepunkt nicht nachträglich korrigieren.

5.3 Welche Verstärkerschaltung ist unter realen Bedingungen sinnvoll?

5.3.1 Die Topologie bestimmt mehr als das Vorzeichen

Für unsere positive Shuntspannung ist ein nichtinvertierender Verstärker eine naheliegende Ausgangslösung. Ein Differenzverstärker kann zusätzlich die Spannung zwischen zwei Messleitungen auswerten. Seine Genauigkeit und Gleichtaktunterdrückung hängen unter anderem von den Widerstandsverhältnissen ab. Er ist nicht automatisch ein hochgenauer Strommessverstärker.

5.3.2 Sind invertierende Verstärker hinsichtlich EMV besser?

Unter bestimmten Bedingungen können sie günstiger sein. Eine pauschale Aussage lässt sich daraus nicht ableiten.

Beim invertierenden Verstärker hält die Gegenkopplung den Summenknoten für Frequenzen mit ausreichend großer Schleifenverstärkung annähernd auf dem Bezugspotential. Die Spannung an der OPV-Eingangsstufe ändert sich dadurch wenig. Außerdem kann eine kleinere Quellenimpedanz die durch einen eingekoppelten Strom erzeugte Störspannung verringern. Ein hochohmiger Sensorknoten ist dagegen oft empfindlich gegenüber kapazitiver Einkopplung.

Der Summenknoten ist jedoch keine ideale Masse. Wird dort ein Störstrom $i_\mathrm{st}$ eingespeist, muss er über die Rückkopplung ausgeglichen werden. Für einen rein ohmschen Rückkopplungswiderstand gilt näherungsweise $u_\mathrm{out,st}=-R_\mathrm{f}i_\mathrm{st}$, solange das lineare Gegenkopplungsmodell anwendbar ist. Bereits $1~\mathrm{\mu A}$ erzeugt bei $R_\mathrm{f}=59~\mathrm{k\Omega}$ einen Ausgangsfehler von $59~\mathrm{mV}$.

Bei hohen Frequenzen nimmt die Schleifenverstärkung ab. Hochfrequente Störungen können zudem in realen Eingangsstufen gleichgerichtet werden und einen Gleichspannungsfehler erzeugen. Ein nachgeschalteter Tiefpass entfernt diesen bereits entstandenen Gleichspannungsfehler nicht.

Für die EMV sind deshalb gemeinsam zu betrachten:

• Quellenimpedanz und eingekoppelter Störstrom,
• Länge und Fläche der Signal- und Rückstromschleifen,
• kurze Leitungen am Summenknoten und an der Rückkopplung,
• Filterung vor empfindlichen beziehungsweise nichtlinearen Eingängen,
• Versorgungspufferung unmittelbar am Bauteil und Rückstromführung,
• die frequenzabhängige Störfestigkeit des konkreten OPV.

Leitfrage: Wo koppelt die Störung ein, über welchen Weg fließt ihr Strom zurück, und welche Spannung entsteht dabei? Das Vorzeichen der Nutzsignalverstärkung beantwortet diese Fragen nicht.

5.3.3 Warum das Widerstandsverhältnis allein nicht genügt

Für $G=60$ liefern $R_\mathrm{g}=1~\mathrm{k\Omega}$ und $R_\mathrm{f}=59~\mathrm{k\Omega}$ dieselbe ideale Verstärkung wie $10~\mathrm{k\Omega}$ und $590~\mathrm{k\Omega}$. Die realen Schaltungen verhalten sich trotzdem unterschiedlich.

Größere Widerstände verringern Ströme und Belastung. Gleichzeitig wachsen im Allgemeinen die durch Eingangsströme erzeugten Spannungsfehler, das thermische Spannungsrauschen und der Einfluss parasitärer Kapazitäten. Kleinere Widerstände belasten Quelle und Ausgang stärker und erhöhen die Leistungsaufnahme.

Für einen Eingangsstrom gilt zunächst $\Delta U\approx I_\mathrm{B}R_\mathrm{Quelle}$. Die vollständige Fehlerrechnung muss beide Eingänge und ihre Widerstandsnetzwerke berücksichtigen. Das bloße Ergänzen eines vermeintlichen „Ausgleichswiderstands“ ist ohne Betrachtung der tatsächlichen Eingangsströme und des zusätzlichen Rauschens keine allgemeine Lösung.

Ausblick auf Block 06: Thermisches Widerstandsrauschen ist eine statistische Größe. Dort werden seine Verbindung zur thermischen Energie $kT$, die Beziehung $\overline{u_n^2}=4kTR\,\Delta f$ unter den passenden Voraussetzungen und die quadratische Addition unkorrelierter Beiträge hergeleitet. Hier genügt zunächst die Entwurfsentscheidung: Widerstände und Bandbreite beeinflussen das Rauschen; Rauschen ist von Offset zu unterscheiden.

5.4 Das Signal ändert sich — und der Ausgang treibt eine Last

5.4.1 Signalverstärkung und Noise Gain unterscheiden

Für einen dominant kompensierten OPV kann die geschlossene Bandbreite näherungsweise mit $f_\mathrm{B}\approx\mathrm{GBW}/G_\mathrm{N}$ abgeschätzt werden. $G_\mathrm{N}$ heißt Noise Gain: die Verstärkung einer kleinen äquivalenten Spannungsquelle am OPV-Eingang. Diese Größe ist auch für Rückkopplung und Bandbreite wichtig.

Bei den einfachen ohmschen Grundschaltungen gilt:

• nichtinvertierend: $G_\mathrm{N}=1+R_\mathrm{f}/R_\mathrm{g}=G$,
• invertierend: $G_\mathrm{N}=1+R_\mathrm{f}/R_\mathrm{in}$, während die Signalverstärkung $G=-R_\mathrm{f}/R_\mathrm{in}$ beträgt.

Mit $\mathrm{GBW}=1~\mathrm{MHz}$ und $G_\mathrm{N}=60$ folgt $f_\mathrm{B}\approx16{,}7~\mathrm{kHz}$. Das ist eine Abschätzung der $-3~\mathrm{dB}$-Bandbreite, keine Zusage einer bis dorthin unveränderten Verstärkung. Für genaue Messungen ist Reserve erforderlich. Bei komplexeren Netzwerken kann der Noise Gain frequenzabhängig sein.

5.4.2 Slew Rate ist eine andere Grenze

Für einen sinusförmigen Ausgang $u_\mathrm{out}(t)=\hat U\sin(2\pi ft)$ beträgt die größte erforderliche Änderungsgeschwindigkeit $2\pi f\hat U$. Deshalb muss $\mathrm{SR}>2\pi f\hat U$ gelten, mit angemessener Reserve.

Bei $\hat U=1~\mathrm{V}$ und $f=20~\mathrm{kHz}$ werden mindestens etwa $0{,}126~\mathrm{V/\mu s}$ benötigt. Ein ausreichend großer GBW-Wert ersetzt diese Prüfung nicht. Umgekehrt garantiert eine hohe Slew Rate keine ausreichende Kleinsignalbandbreite.

5.4.3 Ein ADC ist nicht immer eine rein hochohmige Last

Viele ADC-Eingänge laden während der Abtastung einen internen Kondensator um. Hinzu kommen Leiterbahn- und gegebenenfalls Filterkapazitäten. Der OPV muss während der verfügbaren Erfassungszeit genügend Ladung bereitstellen; gleichzeitig darf die Last seine Gegenkopplung nicht instabil machen.

Ein kleiner Serienwiderstand zwischen OPV-Ausgang und kapazitiver Last kann helfen. Sein Wert und ein zugehöriger Kondensator müssen zu OPV, ADC und Erfassungszeit passen. Ein beliebig großer Ausgangskondensator ist keine allgemeine Verbesserung. Ebenso wichtig ist, ob die Rückkopplung vor oder hinter einem solchen Serienwiderstand abgegriffen wird.

Für das Labor heißt das: Bei Schwingungen oder unerwarteten Messfehlern auch Last, Tastkopf, Leitungen und Versorgung prüfen. Eine unveränderte Gleichspannungsverstärkung allein weist keinen stabilen Betrieb nach.

5.4.4 Was zeigt Falstad — und was muss anders geprüft werden?

Mit dem einfachen OPV-Element der Leitschaltung lassen sich Widerstandsverhältnisse, Quellenbelastung, Pegelverschiebung und eingestellte Ausgangsbegrenzungen untersuchen. Eine Simulation mit diesem Element ist kein Nachweis für Eingangs-Gleichtaktbereich, reale Versorgungseigenschaften, Offset, Eingangsströme, RF-Gleichrichtung, reale Slew Rate oder Stabilität bei kapazitiver Last.

Insbesondere darf man aus dem Standard-OPV-Element keinen belastbaren GBW-Nachweis ableiten. Dafür sind ein geeignetes dynamisches Modell beziehungsweise ein passendes Herstellermodell und eine geeignete Analyse erforderlich. Bei der späteren Arbeit mit KiCad/ngspice wird geprüft, welche Effekte das verwendete Modell tatsächlich enthält.

Jede Simulation beginnt mit einer Frage und einer Vorhersage. „Es sieht plausibel aus“ ist noch kein Vergleich mit einer Rechnung.

5.5 Aufgaben mit Lösungen

Präsenzaufgabe 05.1 — Vom Shunt zum ADC

Nachbereitung 05.2 — Bezugsspannung unter Last

Nachbereitung 05.3 — Störung am Summenknoten

Nachbereitung 05.4 — Bandbreite und Slew Rate

5.6 Zum Nachschlagen und als Anschluss an das Labor

Für die eigene Labor-Schaltung dokumentieren Sie Versorgung, Signalbereich, gewünschten Ausgangsbereich und die zugehörigen Datenblattbedingungen. Prüfen Sie anschließend den tatsächlichen Messabgriff am Shunt und den Rückstrompfad. Stimmen Simulation und Messung nicht überein, vergleichen Sie zuerst dieselben Knoten und dieselben Betriebsbedingungen.

• Texas Instruments: Single-Supply Op Amp Design Techniques — Versorgung, Vorspannung und Schaltungskonzepte.
• Analog Devices MT-096: RFI Rectification Concepts — Gleichrichtung hochfrequenter Störungen in realen Eingangsstufen.
• TLV9062-Datenblatt — Beispiel für eine konkrete Bauteilprüfung; die Bedingungen der jeweiligen Kennwerte gehören zur Aussage.

5.7 Transfer in die Leitschaltung

5.7.1 Aus einer idealen Funktion wird ein analoger Messpfad

Wir kehren zur H-Brücke zurück. Das Ziel bleibt: Aus $50~\mathrm{mV}$ am Shunt sollen etwa $3~\mathrm{V}$ für den ADC werden. Die vorhandene Erweiterung besitzt einen RC-Tiefpass vor einem Differenzverstärker. Dieser Aufbau ist ein gutes Beispiel dafür, warum einzelne Teilrechnungen nicht einfach unverändert hintereinandergestellt werden dürfen.

Bezeichnen wir die Widerstände vom gefilterten Shuntsignal zum nichtinvertierenden Eingang und von diesem Eingang nach Masse mit $R_1$ und $R_2$. Vom Massebezug zum invertierenden Eingang liege $R_3$, vom Ausgang zum invertierenden Eingang $R_4$. Bei gleichen Verhältnissen $R_2/R_1=R_4/R_3=k$ ergibt sich für eine ideal niederohmige Signalquelle die Differenzverstärkung $k$. In unserem Beispiel liegt der zweite Signaleingang an Masse.

In der Ausgangsversion des erweiterten Messpfads sind $R_1=R_3=1~\mathrm{k\Omega}$ und $R_2=R_4=50~\mathrm{k\Omega}$. Ohne den vorgeschalteten Widerstand wäre die Verstärkung $50$. Das reicht bereits nicht für die Zielverstärkung $60$.

Zusätzlich sieht der vorgeschaltete Filterwiderstand $R_\mathrm{F}=1~\mathrm{k\Omega}$ eine Last von $R_1+R_2=51~\mathrm{k\Omega}$. Bei Gleichspannung ist der Kondensator offen. Deshalb folgt für eine ideale niederohmige Shuntquelle näherungsweise $G_\mathrm{gesamt}=50\cdot51/52\approx49{,}04$. Aus $50~\mathrm{mV}$ werden also nur etwa $2{,}45~\mathrm{V}$.

Der Filter verändert hier auch die Gleichspannungsverstärkung. Das geschieht durch seine Belastung, nicht durch eine besondere Eigenschaft des Kondensators.

5.7.2 Eine angepasste Variante — mit bewusst sichtbaren Grenzen

Im folgenden Stand wurden gegenüber dieser Ausgangsversion die beiden $50~\mathrm{k\Omega}$-Widerstände auf jeweils $61~\mathrm{k\Omega}$ geändert. Der Filterwiderstand bleibt $1~\mathrm{k\Omega}$, der Kondensator $22~\mathrm{nF}$. Daraus folgt näherungsweise $G_\mathrm{gesamt}=61\cdot62/63\approx60{,}03$. Bei $I_\mathrm{Shunt}=1~\mathrm{A}$ erwarten wir damit ungefähr $3{,}00~\mathrm{V}$.

Im einfachen OPV-Modell wurden außerdem die Ausgangsgrenzen auf $0{,}05~\mathrm{V}$ und $3{,}20~\mathrm{V}$ gesetzt. Diese Einstellung bildet nur eine angenommene Ausgangsbegrenzung für eine unipolare Anwendung nach. Das Modell besitzt damit weder eine vollständige $3{,}3~\mathrm{V}$-Versorgung noch einen nachgewiesenen Eingangsbereich eines realen Bauteils.

Vor dem Start vorhersagen, dann gezielt prüfen:

1. Untersuchen Sie den Messpfad zunächst mit einer konstanten positiven Testspannung von $50~\mathrm{mV}$ anstelle des RSENSE-Signals. Entfernen Sie dafür nur die RSENSE-Verbindung am Filtereingang. Erwartung: ungefähr $3~\mathrm{V}$ am Ausgang. Kleine Abweichungen entstehen auch durch die endliche Leerlaufverstärkung des Modells.
2. Variieren Sie die Testspannung in Richtung null und nach oben. Wo beginnt die Begrenzung? Warum kann der untere Bereich trotz richtiger Widerstandsrechnung nicht linear sein?
3. Stellen Sie danach die RSENSE-Verbindung wieder her. Vergleichen Sie Shuntspannung, Motorstrom und Ausgangsspannung für verschiedene Tastgrade. Verändert sich die PWM-bedingte Schwankung wie erwartet?
4. Verfolgen Sie mindestens einen leitenden und einen Freilaufzustand der H-Brücke. Fließt dabei der gesamte Motorstrom durch den Shunt? Kann Energie zur Versorgung zurückfließen und der Shuntstrom sein Vorzeichen wechseln?
5. Entscheiden Sie erst dann, welche Größe der ADC erfassen soll: einen Momentanwert in einem definierten Schaltzustand, einen gefilterten Brückenrückstrom oder eine aus geeigneten Abtastzeitpunkten rekonstruierte Motorstromgröße.

Vertiefung — eine Stufe beeinflusst die nächste: Für den Filter gilt wegen der Belastung $f_\mathrm{p}=1/[2\pi(R_\mathrm{F}\parallel(R_1+R_2))C]$. Mit den angepassten Werten ergibt sich etwa $7{,}35~\mathrm{kHz}$ statt der unbelastet berechneten $7{,}23~\mathrm{kHz}$. Die leichte Polverschiebung und die Gleichspannungsabschwächung entstehen aus demselben belasteten Netzwerk. Ob diese Filterwirkung für die PWM-Störung, die benötigte Nutzbandbreite und den ADC genügt, ist eine eigene Entwurfsfrage. Genau daran knüpft Block 06 mit Filterauswahl, aktiven Topologien und mehrstufiger Signalaufbereitung an.

Unser Ergebnis: Das Verhältnis „$50~\mathrm{mV}$ hinein, $3~\mathrm{V}$ heraus“ ist nur ein Teil der Spezifikation. Erst Signalbezug, zulässige Pegel, Belastung, Dynamik und die Strompfade der Leitschaltung legen fest, ob tatsächlich die gewünschte Größe gemessen wird.